· 反激式变压器的设计步骤

反激式变压器的设计编辑FLYBACK变压器设计之考量因素
1.储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.
Ve: 磁芯和气隙的有效体积.
or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)
式中Imax, Imin —— 为导通周期末,始端相应的电流值.
由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.
在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.
外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.
反激式变压器设计步骤
Step1. 选择CORE材质,确定△B
本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度
相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW / m2 @100KHZ ,100℃
Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃ Tc = 215℃
为防止X’FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.
选 △B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 T
Step2确定Core Size和 Type.
1> 求core AP以确定 size
AP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)
= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4
式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;
J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .
2> 形状及规格确定.
形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:
Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm
AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )
Step3估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )
本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.
即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 A
Step4求匝数比 n
n = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V
= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]
= 5.5 ≒ 6
匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.
CHECK Dmax:
Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52
Step5求CCM / DCM临
ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533
Step6计算次级电感 Ls 及原边电感 Lp
Ls = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uH
Lp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460
此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.
Step7求CCM时副边峰值电流Δisp
Io(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )
ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85A
Step8求CCM时原边峰值电流ΔIpp
ΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 A
Step9确定Np、Ns
1> Np
Np = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts
因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np = 60Ts OR Np = 66Ts
考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.
2> Ns
Ns = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts
3> Nvcc
求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts
∴ Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6
Step10计算AIR GAP
lg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mm
Step11计算线径dw
1> dwp
Awp = Iprms / J Iprms = Po / η / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676A
Awp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2
= 0.1 (取Φ0.35mm*2)
2> dws
Aws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)
量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 则 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)
3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4
上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.
4> 估算铜窗占有率.
0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 + Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)2
0.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2
≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.26
0.4 * 125.3 = 50.12
50.12 > 19.26 OK
Step12估算损耗、温升
求出各绕组之线长. 求出各绕组之RDC和Rac @100℃ 求各绕组之损耗功率 加总各绕组之功率损耗(求出Total值) 如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm
则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts
则 INS = 10*4.33 = 43.3 cm
Nvcc = 7Ts
则 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm
查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃
Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃
Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃
R@100℃ = 1.4*R@20℃
求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.
副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A
副边直流有效电流 : Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕 = √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A
副边交流有效电流 : Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A
求原边各电流值 :
∵ Np*Ip = Ns*Is
原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A
原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A
原边交流有效电流 : Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A
求各绕组交、直流电阻.
原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348Ω
Rpac = 1.6RPDC = 0.557Ω
副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146Ω
Rsac = 1.6RSDC = 0.0243Ω
Vcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω
计算各绕组交直流损耗:
副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W
交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253W
Total : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W
原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W
交流损 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W
忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W
总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W
2> 计算铁损 PFe
查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2
LP32 / 13之Ve = 4.498cm3
PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W
Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W 估算温升 △t 依经验公式 △t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃
估算之温升△t小于SPEC,设计OK.
Step13结构设计
查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.
考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.
为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :
X’FMR结构 :
Np#13.2 / 3.22 -- AΦ0.35 * 2301L
SHI#23.2 / 3.2SHI- 42mils * 1213L
Ns#33.2 / 3.28.9 - 6.7Φ0.4 * 6103L
SHI#43.2 / 3.2SHI- 42mils * 1211L
Np#53.2 / 3.2A -- 1Φ0.35 * 2301L
Nvcc#63.2 / 3.23 -- 4Φ0.1872L
　　#7　　　　连 结 两 A 点2L